多相并联电容串接式升压变换器均流策略研究
发布时间：2021-09-02 16:09
随着社会的发展,对能源的需求量不断加大,能量传输方式发挥重要作用,非隔离的交错并联变换器因具有高效率、低纹波等特点日渐成为研究热点。串接电容式交错并联变换器在保持原有交错并联的优势外,继承了开关电容和交错电感技术的优点,还有更高输出增益、更低输入电流纹波、器件耐压降低、更高的效率等优点,因而受到广泛关注。现有研究采用平均移相控制,在有限占空比范围内能够获得较传统交错并联变换器相数倍电压输出、相电流自动均分,但其他工作区间并不能维持上述较好的特性,并不能很好的适用于需要宽范围输入的实际应用,因此需要探讨一种更优越的控制方式。本文研究了电容串接式交错并联Boost变换器的工作模态,分析了CCM模式下两相结构和三相结构的独立模态,基于一个开关周期内的连续工作状态进行了相关计算,从而提取出变换器不均匀流动的机理。针对轻载条件下的DCM模式,以两相变换器为例,从开关状态不同的独立模态出发,对一个开关周期内连续工作状态进行分析,揭示了变换器产生负向电流的原理。本文基于不均流机理,针对两相结构提出了不对称占空比均流策略。该均流策略基于电容电荷平衡原理,通过改变中间电容充电和放电的时间比例,从不均流工...
【文章来源】：电子科技大学四川省 211工程院校 985工程院校 教育部直属院校
【文章页数】：79 页
【学位级别】：硕士
【部分图文】：
图2-1两相两相串接电容式交错并联Boost变换器
电子科技大学硕士学位论文20操作示意可以表示为图2-5。图2-5中，在一个开关周期T时间内，充电电流在对应时间下的积分等于放电电流在对应时间下的积分，从图中直观来讲，就是同样颜色的正面积等于负面积。蓝色部分的充电时间是大于放电时间的，因此充电电流i+小于放电电流i-，红色部分将充电时间调整到等于放电时间，因此充电电流i+’也等于放电电流i-’。图2-5基于电容电荷平衡的均流操作示意图(a)(b)图2-6两相串接电容式Boost变换器均流与不均流机理图解。(a)0<D≤1/2；(b)1/2<D≤1另一个条件是，对于一个中间电容的充电回路，每相电流是作为充电电流还是放电电流已经根据电路确定，并不重叠。例如，两相电容串接式交错并联变换器中，中间电容C1的充电电流仅有IL1，放电电流仅有IL2；在三相电容串接式交错并联变换器中，中间电容C1的电荷平衡仅由i1和i2决定，i1仅用于充电，i2用于放电；对于C2，i1和i2仅负责充电，i3仅负责放电。上述结果表明电荷平衡等式两端变量的唯一性，为相电流估计提供了基本保证。针对两相电容串接式交错并联变换器，在0<D≤1/2和1/2<D≤1两种不同工作区间内，均有S1S201和S1S210模态分别对电容进行充放电，2个模态所占时间相等；区间内模态差别在于S1S200和S1S211。由第二章分析可知，在1/2<D≤1工作区间中的S1S211模态，中间电容两端无导通回路，处于空置状态，电容充电和放电仅由S1S201和S1S210模态承担；而在0<D≤1/2工作区间，模态S1S200时电容处于放电状态，即放电模态时长多于充电时长。同时由于充电电流仅有IL1，放电电流仅有IL2，因此在电容电荷平衡的作用下，在1/2<D≤1工作区间内两相间iCi+"i-i-"ti+TS1S2TttiCBIL2
电子科技大学硕士学位论文30图3-5两相变换器在不同工作区间的损耗本文还将不对称占空比均流策略后与传统控制下变换器在全占空比损耗进行对比，如图3-6所示。可以看出，运用均流控制策略后，损耗有一定降低。其原因在于运用不对称占空比均流策略时S2保持1/2周期的导通，较传统控制增大了S2的导通时间，而此阶段D2是反向截止的，所以减少了D2的导通时间，因此降低了D2的导通损耗。图3-6均流后电路损耗与原电路损耗对比3.4DCM模式均流策略在电流变小或者电感过小的轻载情况下，变换器可能进入DCM模式。由已有分析可知，N相串接电容式Boost变换器只有0<D≤1/N存在相电流不相等的情况，且解决方案基本相似，因此本文仅以两相变换器为例进行DCM模式下的均流策略分析。从2.5小节的分析可以看出，当A相开始放电时，由于电路处于DCM模式，B相电感初始电流为0，而D2导通使得B相电感反向充电。若能去掉该模态，便能解决变换器负向电流的问题。因此，考虑当A相MOS管关断、L1开始放电时Ploss(均流后)Ploss(W)DPloss(未均流)0.5
【参考文献】：
期刊论文
[1]直流微电网下垂控制技术研究综述[J]. 朱珊珊,汪飞,郭慧,王奇丰,高艳霞. 中国电机工程学报. 2018(01)
[2]车载充电PWM软开关DC-DC变换器研究综述[J]. 李红梅,张恒果,崔超. 电工技术学报. 2017(24)
[3]一种采用无损有源箝位辅助电路的软开关高频链DC-AC变换器[J]. 周翔,许建平,陈学健,钟曙. 中国电机工程学报. 2017(04)
[4]四相交错并联双向DC-DC变换器中耦合电感的设计准则[J]. 杨玉岗,代少杰. 电源学报. 2017(04)
[5]采用交错并联技术的电动三轮车光伏充电控制系统[J]. 李孝禄,黄建锋,王东平,吴善强,蔡慧. 中国电机工程学报. 2016(11)
[6]基于三重移相控制的双主动全桥直流变换器优化调制策略[J]. 黄珺,王跃,李卓强,雷万钧. 中国电机工程学报. 2016(06)
[7]优化负载变换器输入阻抗的输入电流内环控制方法[J]. 王剑,贾鹏宇,李艳,郑琼林,郭希铮. 电工技术学报. 2016(02)
[8]全桥隔离DC/DC变换器的三重相移控制及其软启动方法[J]. 侯聂,宋文胜. 中国电机工程学报. 2015(23)
[9]多相交错并联磁集成双向DC/DC变换器中耦合电感的通用设计准则[J]. 杨玉岗,马杰,马云巧,邹雨霏,张书淇. 中国电机工程学报. 2015(23)
[10]基于有源钳位的无变压器型单相光伏并网逆变器[J]. 崔文峰,胡森军,李武华,何湘宁,曹丰文. 电工技术学报. 2015(16)
本文编号：3379317
【文章来源】：电子科技大学四川省 211工程院校 985工程院校 教育部直属院校
【文章页数】：79 页
【学位级别】：硕士
【部分图文】：
图2-1两相两相串接电容式交错并联Boost变换器
电子科技大学硕士学位论文20操作示意可以表示为图2-5。图2-5中，在一个开关周期T时间内，充电电流在对应时间下的积分等于放电电流在对应时间下的积分，从图中直观来讲，就是同样颜色的正面积等于负面积。蓝色部分的充电时间是大于放电时间的，因此充电电流i+小于放电电流i-，红色部分将充电时间调整到等于放电时间，因此充电电流i+’也等于放电电流i-’。图2-5基于电容电荷平衡的均流操作示意图(a)(b)图2-6两相串接电容式Boost变换器均流与不均流机理图解。(a)0<D≤1/2；(b)1/2<D≤1另一个条件是，对于一个中间电容的充电回路，每相电流是作为充电电流还是放电电流已经根据电路确定，并不重叠。例如，两相电容串接式交错并联变换器中，中间电容C1的充电电流仅有IL1，放电电流仅有IL2；在三相电容串接式交错并联变换器中，中间电容C1的电荷平衡仅由i1和i2决定，i1仅用于充电，i2用于放电；对于C2，i1和i2仅负责充电，i3仅负责放电。上述结果表明电荷平衡等式两端变量的唯一性，为相电流估计提供了基本保证。针对两相电容串接式交错并联变换器，在0<D≤1/2和1/2<D≤1两种不同工作区间内，均有S1S201和S1S210模态分别对电容进行充放电，2个模态所占时间相等；区间内模态差别在于S1S200和S1S211。由第二章分析可知，在1/2<D≤1工作区间中的S1S211模态，中间电容两端无导通回路，处于空置状态，电容充电和放电仅由S1S201和S1S210模态承担；而在0<D≤1/2工作区间，模态S1S200时电容处于放电状态，即放电模态时长多于充电时长。同时由于充电电流仅有IL1，放电电流仅有IL2，因此在电容电荷平衡的作用下，在1/2<D≤1工作区间内两相间iCi+"i-i-"ti+TS1S2TttiCBIL2
电子科技大学硕士学位论文30图3-5两相变换器在不同工作区间的损耗本文还将不对称占空比均流策略后与传统控制下变换器在全占空比损耗进行对比，如图3-6所示。可以看出，运用均流控制策略后，损耗有一定降低。其原因在于运用不对称占空比均流策略时S2保持1/2周期的导通，较传统控制增大了S2的导通时间，而此阶段D2是反向截止的，所以减少了D2的导通时间，因此降低了D2的导通损耗。图3-6均流后电路损耗与原电路损耗对比3.4DCM模式均流策略在电流变小或者电感过小的轻载情况下，变换器可能进入DCM模式。由已有分析可知，N相串接电容式Boost变换器只有0<D≤1/N存在相电流不相等的情况，且解决方案基本相似，因此本文仅以两相变换器为例进行DCM模式下的均流策略分析。从2.5小节的分析可以看出，当A相开始放电时，由于电路处于DCM模式，B相电感初始电流为0，而D2导通使得B相电感反向充电。若能去掉该模态，便能解决变换器负向电流的问题。因此，考虑当A相MOS管关断、L1开始放电时Ploss(均流后)Ploss(W)DPloss(未均流)0.5
【参考文献】：
期刊论文
[1]直流微电网下垂控制技术研究综述[J]. 朱珊珊,汪飞,郭慧,王奇丰,高艳霞. 中国电机工程学报. 2018(01)
[2]车载充电PWM软开关DC-DC变换器研究综述[J]. 李红梅,张恒果,崔超. 电工技术学报. 2017(24)
[3]一种采用无损有源箝位辅助电路的软开关高频链DC-AC变换器[J]. 周翔,许建平,陈学健,钟曙. 中国电机工程学报. 2017(04)
[4]四相交错并联双向DC-DC变换器中耦合电感的设计准则[J]. 杨玉岗,代少杰. 电源学报. 2017(04)
[5]采用交错并联技术的电动三轮车光伏充电控制系统[J]. 李孝禄,黄建锋,王东平,吴善强,蔡慧. 中国电机工程学报. 2016(11)
[6]基于三重移相控制的双主动全桥直流变换器优化调制策略[J]. 黄珺,王跃,李卓强,雷万钧. 中国电机工程学报. 2016(06)
[7]优化负载变换器输入阻抗的输入电流内环控制方法[J]. 王剑,贾鹏宇,李艳,郑琼林,郭希铮. 电工技术学报. 2016(02)
[8]全桥隔离DC/DC变换器的三重相移控制及其软启动方法[J]. 侯聂,宋文胜. 中国电机工程学报. 2015(23)
[9]多相交错并联磁集成双向DC/DC变换器中耦合电感的通用设计准则[J]. 杨玉岗,马杰,马云巧,邹雨霏,张书淇. 中国电机工程学报. 2015(23)
[10]基于有源钳位的无变压器型单相光伏并网逆变器[J]. 崔文峰,胡森军,李武华,何湘宁,曹丰文. 电工技术学报. 2015(16)
本文编号：3379317
本文链接：https://www.wllwen.com/kejilunwen/dianlidianqilunwen/3379317.html
