高效混合三电平双有源桥DC/DC变换器多目标优化控制研究
发布时间：2022-02-14 07:54
在储能系统、电动汽车、固态变压器等应用场合中,需要通过隔离型双向DC/DC变换器实现电气隔离和双向功率调节。双有源全桥变换器（Dual Active Bridge Converter,DAB）能满足上述应用场合的多种需求,同时由于其无源元件少、控制灵活等优点,有着巨大的应用前景。传统两电平DAB变换器在端电压大范围变化的场合中,难以精确控制各器件的开关电流,软开关范围受限,不利于进一步提升装置的功率密度和效率。多电平DAB变换器通过引入可控的中间电平,增加了控制自由度,从而能更加灵活地控制电感电流,为解决上述问题提供了有效途径。混合型三电平双有源桥（Hybrid Three-level DAB,H3L-DAB）变换器采用三电平和两电平的混合结构,相对于传统的两电平DAB变换器,仅增加了两个开关器件,结构简单、成本可控,有着良好的实用价值。首先,本文以H3L-DAB变换器为研究对象,首先详细分析了H3L-DAB变换器在PWM+移相控制下的工作原理,划分了工作模式,分析了变换器工作特性和软开关特性。在此基础上,论文针对H3L-DAB变换器在输入高电压、输出大电流场合的应用,提出了多目标优化...
【文章来源】：杭州电子科技大学浙江省
【文章页数】：83 页
【学位级别】：硕士
【部分图文】：
Pn,t=0.3且M=0.4时，I2n,rmsvsDss的关系曲线
杭州电子科技大学（硕士）学位论文28通损耗的考虑，可以得到如下多目标优化控制策略:()ss,zvzcss,zvzcs0,zvzcp0,zvzcs0,zvzcss,zvzc1,ap1,zvzcs0,zvzcp0,zvzc112211DxDDMDDDDMDD===++=+(3.16)其中，x为一个中间变量，由外环控制器的输出计算得到。在此基础上根据式(3.16)计算出各控制变量的值。在模式1中，Ds0的取值范围为[0,1]，因此，根据式(3.16)，Dss的取值范围应为[0,12M]，即x∈[0,12M]。根据控制变量的取值范围，结合上一章分析的功率传输特性，可以得到对应的传输功率范围为：(())22n,t1,aP04M12M,(3.17)此时的功率上限较小，为了拓宽在该模式下功率上限，需要进一步分析，当传输功率达到上限时，Ds0减小到0。若继续增大功率，则需要固定Ds0为0。此时，为了实现副边器件的ZCS，Dp1仍需满足ZCS条件，而S6实现ZVS则要求Dp0按式(3.12)进行计算，综合上述分析得到如下控制策略的表达式：ss,zvzcs0,zvzcp0,zvzcss,zvzc1,ap1,zvzcp0,zvzc021DxDDDDMD===+=+(3.18)此时x的取值限制在[12M,1Mδ1,a]范围内。可将功率上限拓宽至()21,a4M12M，增加了该模式内的功率范围。3.2.20.5<M<1工况图3.5Pn,t=0.2且M=0.6时，I2n,rmsvsDss的关系曲线对于0.5<M<1的情况，在不同的电压传输比下，虽然电感电流上升和下降率略有不同，但基本的电流计算方式不变，因此，式(3.9)中对于各器件开关点电
杭州电子科技大学（硕士）学位论文31()()()p0inoutssp0sLTiDTvNvDDL=+(3.25)在模式4的定义域中，始终有DssDp0≥0，因此S6能实现ZVS。考虑实际应用中，死区时间内器件结电容放电所需的电流，则应使得DssDp0≥δ4,a。其中，δ4,a表示模式4中的ZVS裕量因子，用于设置在开关管S6动作的过程中的电流大小，从而使得在死区时间内释放对应器件结电容电荷，其具体取值与上一节δ1,a的取值分析方法类似，在此不做赘述。与此同时，考虑变换器的导通损耗，电流有效值和Dp0的关系如图3.7所示。Dp0越小，S6ZVS电流越大，更容易完全释放结电容电荷。因此，可直接将Dp0设置为0。同时，还能降低控制系统设计的难度。图3.7Pn,t=0.35且M=0.4时，I2n,rmsvsDp0的关系曲线综合上述对副边器件ZCS，原边器件ZVS和电流有效值三个方面的考虑，结合模式4对于控制坐标的约束，对于M<0.5工况，可以得到如下多目标优化控制方程：ss,zvzcp0,zvzcs0,zvzcp1,zvzcss,zvzc00214DxDDDMD====+(3.26)采用式(3.26)中控制方法时，S3导通时电感电流为iL((Dss+Ds0)T)=(vinNvout)(3Dss+2M1)T/Ls，因此，为了保证在S3开通过程中有足够的电流释放其结电容电荷，同时结合模式4的定义域，x的取值范围为[(12M)/3+δ4,a,(1M)/2]，根据该变量取值范围，结合上一章分析的功率特性，可以求出在该控制方程下的功率范围为：(())()24,a4,a2n,t412613,213MMMMPMM++(3.27)
【参考文献】：
期刊论文
[1]双向DC-DC变换器拓扑结构综述[J]. 陈亚爱,梁新宇,周京华. 电气自动化. 2017(06)
[2]基于GREET模型的新能源汽车污染排放特征分析[J]. 王恩慈,范松,吴雪斌,浦娴娟,焦正,聂永有. 上海大学学报(自然科学版). 2017(05)
[3]T型三电平拓扑的PWM控制策略[J]. 郑诗程,彭勃,徐礼萍. 电力系统及其自动化学报. 2016(02)
[4]可控电压源型柔性直流输电换流器拓扑综述[J]. 周敏,张劲松,刘宇思. 贵州电力技术. 2013(10)
[5]一种高效隔离的双向DC/DC变换器[J]. 颜湘武,杨利鸣,梁宵,赵慧超,张波. 华北电力大学学报(自然科学版). 2013(04)
[6]三电平逆变器控制方式性能比较[J]. 李山,刘述喜,王明渝,贺晓蓉. 重庆工学院学报(自然科学版). 2008(11)
[7]双向DC/DC变换器的拓扑研究[J]. 童亦斌,吴峂,金新民,陈瑶. 中国电机工程学报. 2007(13)
[8]Buck DC/DC变换器的输出纹波电压分析及其应用[J]. 刘树林,刘健,寇蕾,钟久明. 电工技术学报. 2007(02)
[9]基于多电平逆变器通用组合拓扑结构的调制策略研究[J]. 周京华,苏彦民,沈传文,张琳. 电工技术学报. 2005(08)
[10]推挽正激移相式双向DC-DC变换器[J]. 张方华,严仰光. 电工技术学报. 2004(12)
博士论文
[1]SiC & Si器件混合型高效率低成本中点钳位型三电平电路研究[D]. 关清心.华中科技大学 2018
[2]电动汽车V2G系统及充放电控制策略研究[D]. 刘晓飞.哈尔滨工业大学 2015
[3]高效率高功率密度通信模块电源技术的研究[D]. 任小永.南京航空航天大学 2008
硕士论文
[1]基于GaN HEMT器件的双有源全桥变换器研究[D]. 马肖男.杭州电子科技大学 2019
[2]双有源全桥双向DC/DC变换器全功率范围ZVS控制策略研究[D]. 沈凯.杭州电子科技大学 2019
[3]三电平APF的空间矢量滞环控制研究[D]. 曹国锋.太原理工大学 2017
[4]西北常规能源和新能源置换补偿机制研究[D]. 刘文雅.华北电力大学(北京) 2017
[5]PWM软开关隔离双向谐振变换器研究[D]. 李玥玮.南京航空航天大学 2017
[6]双有源全桥双向DC-DC变换器典型拓扑研究[D]. 周路遥.北京交通大学 2016
[7]飞跨电容型三电平Buck变换器的功能集成与动态优化研究[D]. 钟志浩.华中科技大学 2015
[8]高频隔离型半桥双向DC/DC变换器的研究与实验验证[D]. 齐大伟.北京交通大学 2014
[9]一种基于推挽电路的双向直流变换器的研究[D]. 刘玉龙.燕山大学 2010
[10]双向反激变换器的研究[D]. 成晶晶.浙江大学 2010
本文编号：3624271
【文章来源】：杭州电子科技大学浙江省
【文章页数】：83 页
【学位级别】：硕士
【部分图文】：
Pn,t=0.3且M=0.4时，I2n,rmsvsDss的关系曲线
杭州电子科技大学（硕士）学位论文28通损耗的考虑，可以得到如下多目标优化控制策略:()ss,zvzcss,zvzcs0,zvzcp0,zvzcs0,zvzcss,zvzc1,ap1,zvzcs0,zvzcp0,zvzc112211DxDDMDDDDMDD===++=+(3.16)其中，x为一个中间变量，由外环控制器的输出计算得到。在此基础上根据式(3.16)计算出各控制变量的值。在模式1中，Ds0的取值范围为[0,1]，因此，根据式(3.16)，Dss的取值范围应为[0,12M]，即x∈[0,12M]。根据控制变量的取值范围，结合上一章分析的功率传输特性，可以得到对应的传输功率范围为：(())22n,t1,aP04M12M,(3.17)此时的功率上限较小，为了拓宽在该模式下功率上限，需要进一步分析，当传输功率达到上限时，Ds0减小到0。若继续增大功率，则需要固定Ds0为0。此时，为了实现副边器件的ZCS，Dp1仍需满足ZCS条件，而S6实现ZVS则要求Dp0按式(3.12)进行计算，综合上述分析得到如下控制策略的表达式：ss,zvzcs0,zvzcp0,zvzcss,zvzc1,ap1,zvzcp0,zvzc021DxDDDDMD===+=+(3.18)此时x的取值限制在[12M,1Mδ1,a]范围内。可将功率上限拓宽至()21,a4M12M，增加了该模式内的功率范围。3.2.20.5<M<1工况图3.5Pn,t=0.2且M=0.6时，I2n,rmsvsDss的关系曲线对于0.5<M<1的情况，在不同的电压传输比下，虽然电感电流上升和下降率略有不同，但基本的电流计算方式不变，因此，式(3.9)中对于各器件开关点电
杭州电子科技大学（硕士）学位论文31()()()p0inoutssp0sLTiDTvNvDDL=+(3.25)在模式4的定义域中，始终有DssDp0≥0，因此S6能实现ZVS。考虑实际应用中，死区时间内器件结电容放电所需的电流，则应使得DssDp0≥δ4,a。其中，δ4,a表示模式4中的ZVS裕量因子，用于设置在开关管S6动作的过程中的电流大小，从而使得在死区时间内释放对应器件结电容电荷，其具体取值与上一节δ1,a的取值分析方法类似，在此不做赘述。与此同时，考虑变换器的导通损耗，电流有效值和Dp0的关系如图3.7所示。Dp0越小，S6ZVS电流越大，更容易完全释放结电容电荷。因此，可直接将Dp0设置为0。同时，还能降低控制系统设计的难度。图3.7Pn,t=0.35且M=0.4时，I2n,rmsvsDp0的关系曲线综合上述对副边器件ZCS，原边器件ZVS和电流有效值三个方面的考虑，结合模式4对于控制坐标的约束，对于M<0.5工况，可以得到如下多目标优化控制方程：ss,zvzcp0,zvzcs0,zvzcp1,zvzcss,zvzc00214DxDDDMD====+(3.26)采用式(3.26)中控制方法时，S3导通时电感电流为iL((Dss+Ds0)T)=(vinNvout)(3Dss+2M1)T/Ls，因此，为了保证在S3开通过程中有足够的电流释放其结电容电荷，同时结合模式4的定义域，x的取值范围为[(12M)/3+δ4,a,(1M)/2]，根据该变量取值范围，结合上一章分析的功率特性，可以求出在该控制方程下的功率范围为：(())()24,a4,a2n,t412613,213MMMMPMM++(3.27)
【参考文献】：
期刊论文
[1]双向DC-DC变换器拓扑结构综述[J]. 陈亚爱,梁新宇,周京华. 电气自动化. 2017(06)
[2]基于GREET模型的新能源汽车污染排放特征分析[J]. 王恩慈,范松,吴雪斌,浦娴娟,焦正,聂永有. 上海大学学报(自然科学版). 2017(05)
[3]T型三电平拓扑的PWM控制策略[J]. 郑诗程,彭勃,徐礼萍. 电力系统及其自动化学报. 2016(02)
[4]可控电压源型柔性直流输电换流器拓扑综述[J]. 周敏,张劲松,刘宇思. 贵州电力技术. 2013(10)
[5]一种高效隔离的双向DC/DC变换器[J]. 颜湘武,杨利鸣,梁宵,赵慧超,张波. 华北电力大学学报(自然科学版). 2013(04)
[6]三电平逆变器控制方式性能比较[J]. 李山,刘述喜,王明渝,贺晓蓉. 重庆工学院学报(自然科学版). 2008(11)
[7]双向DC/DC变换器的拓扑研究[J]. 童亦斌,吴峂,金新民,陈瑶. 中国电机工程学报. 2007(13)
[8]Buck DC/DC变换器的输出纹波电压分析及其应用[J]. 刘树林,刘健,寇蕾,钟久明. 电工技术学报. 2007(02)
[9]基于多电平逆变器通用组合拓扑结构的调制策略研究[J]. 周京华,苏彦民,沈传文,张琳. 电工技术学报. 2005(08)
[10]推挽正激移相式双向DC-DC变换器[J]. 张方华,严仰光. 电工技术学报. 2004(12)
博士论文
[1]SiC & Si器件混合型高效率低成本中点钳位型三电平电路研究[D]. 关清心.华中科技大学 2018
[2]电动汽车V2G系统及充放电控制策略研究[D]. 刘晓飞.哈尔滨工业大学 2015
[3]高效率高功率密度通信模块电源技术的研究[D]. 任小永.南京航空航天大学 2008
硕士论文
[1]基于GaN HEMT器件的双有源全桥变换器研究[D]. 马肖男.杭州电子科技大学 2019
[2]双有源全桥双向DC/DC变换器全功率范围ZVS控制策略研究[D]. 沈凯.杭州电子科技大学 2019
[3]三电平APF的空间矢量滞环控制研究[D]. 曹国锋.太原理工大学 2017
[4]西北常规能源和新能源置换补偿机制研究[D]. 刘文雅.华北电力大学(北京) 2017
[5]PWM软开关隔离双向谐振变换器研究[D]. 李玥玮.南京航空航天大学 2017
[6]双有源全桥双向DC-DC变换器典型拓扑研究[D]. 周路遥.北京交通大学 2016
[7]飞跨电容型三电平Buck变换器的功能集成与动态优化研究[D]. 钟志浩.华中科技大学 2015
[8]高频隔离型半桥双向DC/DC变换器的研究与实验验证[D]. 齐大伟.北京交通大学 2014
[9]一种基于推挽电路的双向直流变换器的研究[D]. 刘玉龙.燕山大学 2010
[10]双向反激变换器的研究[D]. 成晶晶.浙江大学 2010
本文编号：3624271
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