4×25 Gb/s电吸收调制器与DFB激光器集成光源阵列封装方案研究
发布时间：2020-12-25 01:38
对应用于4×25Gb/s电吸收调制器与DFB激光器集成光源阵列的微波传输线进行了设计。通过有限元法仿真,确定其最优结构。经优化后,采用引脚封装的多路传输线在30GHz以内的传输损耗低于0.5dB,反射系数低于-13dB,并有效抑制了相邻信道间的串扰。对集成光源阵列的封装方案进行了研究,提出了一种合理高效的封装方案。
【文章来源】：半导体光电. 2017年01期 北大核心
【文章页数】：4 页
【部分图文】：
图１引脚封装多路传输线结构示意图
，并改变中间两路微带线的走线方向，缩短了相邻传输线间平行走线的距离。另一方面，此结构缩短了中间两路微带线所需的长度，进一步降低了传输损耗。然而，由于Ｋ接头尺寸的限制，２ｍｍ的间距无法满足安装Ｋ接头的需求。为了应用图１所示传输线结构，可以采用引脚封装代替同轴封装。而为了实现地电极信号的加载，需要在信号电极两侧制作电极，与引脚地电极相连，同时利用通孔实现与背地电极共地。为了满足同轴封装的要求，选择增大相邻传输线的间距至６．５ｍｍ，以保证微波接头能顺利地安装。图２是采用同轴封装多路传输线的结构示意图。这一结构增加了微带线的尺寸，会增加一定的传输损耗。下一节我们将通过仿真，对两种不同结构的传输线特性进行比较。图２同轴封装多路传输线结构示意图２微波特性仿真结果电路基板材料选择介电常数为９．８的Ａｌ２Ｏ３陶瓷，厚度为２００μｍ。同时，采用厚度２μｍ的金作为电极材料。两种传输线均采用相同的ＧＣＰＷ结构，如图３所示。ＧＣＰＷ传输线信号电极宽度１００μｍ，与地电极的间距为５０μｍ。通孔直径为１５０μｍ，信号电极两侧的通孔间距为６００μｍ，沿微波传输方向通孔间距为５００μｍ。相邻传输线间距为８００μｍ。图３ＧＣＰＷ传输线结构图（单位：μｍ）图４和图５分别是引脚封装和同轴封装的微带线结构图。电路板的宽度固定为６ｍｍ。弯曲结构与ＧＣＰＷ间的过渡段长度选择１００μｍ。这一方面缩短了平行走线的长度，另一方面可以提供足够的间距以避免微带线和ＧＣＰＷ之间电磁场的相互干扰。对上述两种传输线结构以及未
多路微波传输线结构设计，利用有限元法进行仿真，确定合理的结构，同时提出一种简洁且易实现的封装方案。１多路传输线结构设计在之前的工作中，我们利用微带线转接地共面波导（ＧＣＰＷ）传输线结构实现了４０Ｇｂ／ｓ集成光源的封装［３］。为了满足４０Ｇｂ／ｓ的传输速率，我们采用Ｋ型微波接头将电信号加载至微带传输线上。引入微带线一方面便于与同轴接头的封装，另一方面Ｋ接头中心电极直径为０．３ｍｍ，而ＧＣＰＷ中心电极宽度为０．１ｍｍ，因此采用电极宽度更宽的微带线作为过渡段可以降低电极不连续性带来的不利影响。在本论文工作中，使用并行的微带线转ＧＣＰＷ结构作为多路传输线的设计基矗对于４路调制信号输入，我们使其均匀分布在管壳两侧，构成如图１所示的传输线模型。图１引脚封装多路传输线结构示意图多路传输线结构中引入了９０°弯曲结构与ＧＣＰＷ相连。由于微带线具有开放性的场分布，两条平行布置的相邻微带线之间会产生较强的耦合，导致较大的串扰和传输损耗［７］。因此，我们将相邻微带线间距增大至２ｍｍ，并改变中间两路微带线的走线方向，缩短了相邻传输线间平行走线的距离。另一方面，此结构缩短了中间两路微带线所需的长度，进一步降低了传输损耗。然而，由于Ｋ接头尺寸的限制，２ｍｍ的间距无法满足安装Ｋ接头的需求。为了应用图１所示传输线结构，可以采用引脚封装代替同轴封装。而为了实现地电极信号的加载，需要在信号电极两侧制作电极，与引脚地电极相连，同时利用通孔实现与背地电极共地。为了满足同轴封装的要求，选择增大相邻传输线的间距至６．５ｍｍ，以保证微波接头能顺利地安
【参考文献】：
期刊论文
[1]BCB/InP基宽带低损耗共面波导微波传输线[J]. 侯海燕,熊兵,徐建明,周奇伟,孙长征,罗毅. 半导体光电. 2008(05)
博士论文
[1]40 Gb/s集成光源模块的调制特性优化研究[D]. 徐建明.清华大学 2010
本文编号：2936700
【文章来源】：半导体光电. 2017年01期 北大核心
【文章页数】：4 页
【部分图文】：
图１引脚封装多路传输线结构示意图
，并改变中间两路微带线的走线方向，缩短了相邻传输线间平行走线的距离。另一方面，此结构缩短了中间两路微带线所需的长度，进一步降低了传输损耗。然而，由于Ｋ接头尺寸的限制，２ｍｍ的间距无法满足安装Ｋ接头的需求。为了应用图１所示传输线结构，可以采用引脚封装代替同轴封装。而为了实现地电极信号的加载，需要在信号电极两侧制作电极，与引脚地电极相连，同时利用通孔实现与背地电极共地。为了满足同轴封装的要求，选择增大相邻传输线的间距至６．５ｍｍ，以保证微波接头能顺利地安装。图２是采用同轴封装多路传输线的结构示意图。这一结构增加了微带线的尺寸，会增加一定的传输损耗。下一节我们将通过仿真，对两种不同结构的传输线特性进行比较。图２同轴封装多路传输线结构示意图２微波特性仿真结果电路基板材料选择介电常数为９．８的Ａｌ２Ｏ３陶瓷，厚度为２００μｍ。同时，采用厚度２μｍ的金作为电极材料。两种传输线均采用相同的ＧＣＰＷ结构，如图３所示。ＧＣＰＷ传输线信号电极宽度１００μｍ，与地电极的间距为５０μｍ。通孔直径为１５０μｍ，信号电极两侧的通孔间距为６００μｍ，沿微波传输方向通孔间距为５００μｍ。相邻传输线间距为８００μｍ。图３ＧＣＰＷ传输线结构图（单位：μｍ）图４和图５分别是引脚封装和同轴封装的微带线结构图。电路板的宽度固定为６ｍｍ。弯曲结构与ＧＣＰＷ间的过渡段长度选择１００μｍ。这一方面缩短了平行走线的长度，另一方面可以提供足够的间距以避免微带线和ＧＣＰＷ之间电磁场的相互干扰。对上述两种传输线结构以及未
多路微波传输线结构设计，利用有限元法进行仿真，确定合理的结构，同时提出一种简洁且易实现的封装方案。１多路传输线结构设计在之前的工作中，我们利用微带线转接地共面波导（ＧＣＰＷ）传输线结构实现了４０Ｇｂ／ｓ集成光源的封装［３］。为了满足４０Ｇｂ／ｓ的传输速率，我们采用Ｋ型微波接头将电信号加载至微带传输线上。引入微带线一方面便于与同轴接头的封装，另一方面Ｋ接头中心电极直径为０．３ｍｍ，而ＧＣＰＷ中心电极宽度为０．１ｍｍ，因此采用电极宽度更宽的微带线作为过渡段可以降低电极不连续性带来的不利影响。在本论文工作中，使用并行的微带线转ＧＣＰＷ结构作为多路传输线的设计基矗对于４路调制信号输入，我们使其均匀分布在管壳两侧，构成如图１所示的传输线模型。图１引脚封装多路传输线结构示意图多路传输线结构中引入了９０°弯曲结构与ＧＣＰＷ相连。由于微带线具有开放性的场分布，两条平行布置的相邻微带线之间会产生较强的耦合，导致较大的串扰和传输损耗［７］。因此，我们将相邻微带线间距增大至２ｍｍ，并改变中间两路微带线的走线方向，缩短了相邻传输线间平行走线的距离。另一方面，此结构缩短了中间两路微带线所需的长度，进一步降低了传输损耗。然而，由于Ｋ接头尺寸的限制，２ｍｍ的间距无法满足安装Ｋ接头的需求。为了应用图１所示传输线结构，可以采用引脚封装代替同轴封装。而为了实现地电极信号的加载，需要在信号电极两侧制作电极，与引脚地电极相连，同时利用通孔实现与背地电极共地。为了满足同轴封装的要求，选择增大相邻传输线的间距至６．５ｍｍ，以保证微波接头能顺利地安
【参考文献】：
期刊论文
[1]BCB/InP基宽带低损耗共面波导微波传输线[J]. 侯海燕,熊兵,徐建明,周奇伟,孙长征,罗毅. 半导体光电. 2008(05)
博士论文
[1]40 Gb/s集成光源模块的调制特性优化研究[D]. 徐建明.清华大学 2010
本文编号：2936700
本文链接：https://www.wllwen.com/kejilunwen/dianzigongchenglunwen/2936700.html
