固态宽带功放合成技术研究
发布时间：2022-01-11 00:17
随着微波、毫米波技术的不断发展,雷达、电子对抗、通信、电磁兼容测试等领域对微波、毫米波放大器的需求日渐增加。本文针对微波毫米波合成器在宽带领域设计难度较大且指标恶化的情况下,提出基于微带线和带状线结构的多种合成方案设计对比的研究方法。从中得出各种宽带合成方案的优缺点,总结出不同工作环境下适用的合成方案并提出优化方向。首先对合成器的指标进行了研究,对影响关键指标的因素以及这些因素的产生原因进行了分析。在此基础之上进行宽带合成方案的研究分析,主要针对威尔金森和3dB电桥合成方案进行建模仿真。之后将仿真结果进行对比分析,找出各结构的优点和缺点并指出不同合成方案的适用环境。选取6-18GHz渐变线威尔金森两路合成器和0.8-6GHz多节对称交错耦合器进行实物加工,进行有源测试链路的设计和时序保护电源板的设计。然后将加工的合成器进行组装测试。对比无源测试结果与仿真结果。主要针对0.8-6GHz多节对称交错耦合器实物测试插损相比仿真较大的原因进行分析,根据分析结果提出改进优化方案。之后进行有源测试,将测试结果与无源测试结果进行对比分析。针对6-18GHz渐变线威尔金森两路合成器在有源测试过程中出现...
【文章来源】：西南科技大学四川省
【文章页数】：59 页
【学位级别】：硕士
【部分图文】：
驻波比与功率反射对照表
第三章功率合成器的设计9第三章功率合成器的设计第二章对功率合成器的指标进行了相应的介绍，并且制定了相应的设计目标。本章将在上一章铺垫以及计划下，针对0.8-6GHz和6-18GHz进行功率合成器的建模仿真。仿真优化完成之后将不同方案的仿真结果进行对比，最后在条件允许的情况下将部分仿真设计结果进行设计加工。3.1多节变阻威尔金森威尔金森分配器的功能是将信号分为若干路。信号可以实现等分和按照一定比例分配，本次设计主要研究威尔金森二等分功率分配器。此次设计采用标准50Ω作为系统的特性阻抗。为保证信号输入端口以及两个输出端口没有信号反射，在进行功率分配时要进行阻抗匹配设计。最常用的阻抗匹配方法为λ/4阻抗变换，λ/4为所传输信号波长的1/4，单节二等分威尔金森功率分配器原理如图3-1所示。图3-1单节二等分威尔金森功分合成器输入线1的特性阻抗为Z0,两个输出线2和3的特性阻抗也为Z0，中间λ/4线的特性阻抗为Z1。要做到输入端口无信号反射，两条输出线经λ/4变阻后的并联输入导纳就必须与输入线并联导纳相等[13]，如公式3-1所示。10=2012(3-1)经计算Z1=√2Z0，不同频率信号的四分之一波长是不一样的，因此单节威尔金森功分结构只适用于窄带信号。本论文主要研究宽带功率合成器，因此所使用的阻抗变换方法也必须适用于宽频带。一般采用增加λ/4线的节数来实现宽频带阻抗变换，多节阻抗变换结构如图3-2所示。
西南科技大学硕士学位论文10图3-2多节四分之一波长阻抗变换器Z0、Z1…Zn+1为归一化特性阻抗；R为经变阻之后的归一化阻抗；θ为四分之波长所对应的角度，其值如公式3-2所示[14]。公式中k为信号的传播常数；Γ1、Γ2...Γn+1为各节特性阻抗跳变时所产生的反射系数，其值如公式3-3所示。公式3-4中，L为二端口网络的插入衰减，当传输网络处于无损理想状态时，L值为1。S12为系统散射矩阵的S参量，ε为过量衰减，为减小变阻过程中的功率损耗。ε值应越小越好，理想值为0，但是对于一定带宽来说不可能所有频点的ε值都为0。θ=K×λ4(3-2)Γ=11(3-3)L=1+1|12|2|12|2=1+(3-4)经一系列矩阵运算后，ε值由公式3-5可得。对于中心频率，θ为π/2，ε值此时为0，L值为1，可以达到理论理想状况下的无耗变阻。ε=(1)242(3-5)切比雪夫多项式和最大平坦度多项式可以为多节变阻器提供设计方法。可以通过计算得出频率的相对带宽以及中心频率，根据变阻前后的阻抗值可以计算出阻抗比，然后根据切比雪夫变阻器的带内阻抗比和驻波比及相对带宽的关系表即可计算出每节λ/4线的特性阻抗[15]。3节跟4节相对带宽和驻波比及阻抗比的对应关系如表3-1与表3-2所示。表3-13节变阻器驻波比与相对带宽和阻抗比的对应关系RWq0.20.40.60.81.01.21.251.001.001.011.021.031.061.501.001.001.011.031.061.111.751.001.001.021.041.081.162.001.001.011.021.051.111.202.501.001.011.031.071.141.283.001.001.011.031.081.181.35表中R为阻抗比，Wq为相对带宽。公式3-6中，Wq为频段相对带宽，λg1和λg2为频带边缘的传输线波长。=2(121+2)(3-6)
【参考文献】：
期刊论文
[1]2～6 GHz 100 W宽带GaN固态功率放大器设计[J]. 来晋明,罗嘉. 固体电子学研究与进展. 2019(04)
[2]全固态中波发射机驻波比故障浅析[J]. 张晓轩. 科技传播. 2019(15)
[3]6～18 GHz带状线渐变结构3 dB耦合器的设计[J]. 薛强,谢鸿全,夏祖学,蔡钟斌. 西南科技大学学报. 2018(03)
[4]S-C频段宽带250W功率放大器的设计[J]. 陈昱宇,刘闻,李栋. 电子技术与软件工程. 2018(07)
[5]宽带带状线定向耦合器的设计分析[J]. 胡南. 科技视界. 2017(33)
[6]6GHz-18GHz大功率高效率功率合成模块设计[J]. 刘亚威,宋大为,王雁翔,史磊,祝大龙,刘德喜. 遥测遥控. 2017(06)
[7]4路宽带Wilkinson功分器设计[J]. 孙利民,潘成胜,韩华珍. 数码设计. 2017(04)
[8]高频通电导线间电磁感应及趋肤效应系列实验研究[J]. 张晴,倪敏,郑源明,马丽娜. 大学物理. 2015(03)
[9]宽频带高平坦度定向耦合器的设计与实现[J]. 赵永红,范维. 甘肃科技. 2014(18)
[10]毫米波分支线定向耦合器的设计与优化[J]. 张维昊,张春荣,李良,段军. 火控雷达技术. 2014(01)
博士论文
[1]工程机械散热模块传热性能研究[D]. 刘佳鑫.吉林大学 2013
硕士论文
[1]分支线定向耦合器宽带化和谐波抑制的设计和研究[D]. 史博文.南京邮电大学 2018
[2]对称耦合器综合优化方法与小型化研究[D]. 何力.西安电子科技大学 2015
[3]耦合微带线定向跨耦合器的设计与应用[D]. 秦立峰.华中科技大学 2015
[4]宽带耦合线定向耦合器的综合与设计[D]. 董文庆.电子科技大学 2014
[5]短波超短波宽带天线及阻抗匹配技术[D]. 边明明.西安电子科技大学 2014
[6]金属材料的热膨胀特性研究[D]. 操龙飞.武汉科技大学 2013
[7]微波功率放大器的研究与设计[D]. 林腾.电子科技大学 2013
[8]LTCC的性能研究[D]. 丁永旺.西安电子科技大学 2013
[9]带状线定向耦合器的分析与设计[D]. 周萌.西安电子科技大学 2009
本文编号：3581694
【文章来源】：西南科技大学四川省
【文章页数】：59 页
【学位级别】：硕士
【部分图文】：
驻波比与功率反射对照表
第三章功率合成器的设计9第三章功率合成器的设计第二章对功率合成器的指标进行了相应的介绍，并且制定了相应的设计目标。本章将在上一章铺垫以及计划下，针对0.8-6GHz和6-18GHz进行功率合成器的建模仿真。仿真优化完成之后将不同方案的仿真结果进行对比，最后在条件允许的情况下将部分仿真设计结果进行设计加工。3.1多节变阻威尔金森威尔金森分配器的功能是将信号分为若干路。信号可以实现等分和按照一定比例分配，本次设计主要研究威尔金森二等分功率分配器。此次设计采用标准50Ω作为系统的特性阻抗。为保证信号输入端口以及两个输出端口没有信号反射，在进行功率分配时要进行阻抗匹配设计。最常用的阻抗匹配方法为λ/4阻抗变换，λ/4为所传输信号波长的1/4，单节二等分威尔金森功率分配器原理如图3-1所示。图3-1单节二等分威尔金森功分合成器输入线1的特性阻抗为Z0,两个输出线2和3的特性阻抗也为Z0，中间λ/4线的特性阻抗为Z1。要做到输入端口无信号反射，两条输出线经λ/4变阻后的并联输入导纳就必须与输入线并联导纳相等[13]，如公式3-1所示。10=2012(3-1)经计算Z1=√2Z0，不同频率信号的四分之一波长是不一样的，因此单节威尔金森功分结构只适用于窄带信号。本论文主要研究宽带功率合成器，因此所使用的阻抗变换方法也必须适用于宽频带。一般采用增加λ/4线的节数来实现宽频带阻抗变换，多节阻抗变换结构如图3-2所示。
西南科技大学硕士学位论文10图3-2多节四分之一波长阻抗变换器Z0、Z1…Zn+1为归一化特性阻抗；R为经变阻之后的归一化阻抗；θ为四分之波长所对应的角度，其值如公式3-2所示[14]。公式中k为信号的传播常数；Γ1、Γ2...Γn+1为各节特性阻抗跳变时所产生的反射系数，其值如公式3-3所示。公式3-4中，L为二端口网络的插入衰减，当传输网络处于无损理想状态时，L值为1。S12为系统散射矩阵的S参量，ε为过量衰减，为减小变阻过程中的功率损耗。ε值应越小越好，理想值为0，但是对于一定带宽来说不可能所有频点的ε值都为0。θ=K×λ4(3-2)Γ=11(3-3)L=1+1|12|2|12|2=1+(3-4)经一系列矩阵运算后，ε值由公式3-5可得。对于中心频率，θ为π/2，ε值此时为0，L值为1，可以达到理论理想状况下的无耗变阻。ε=(1)242(3-5)切比雪夫多项式和最大平坦度多项式可以为多节变阻器提供设计方法。可以通过计算得出频率的相对带宽以及中心频率，根据变阻前后的阻抗值可以计算出阻抗比，然后根据切比雪夫变阻器的带内阻抗比和驻波比及相对带宽的关系表即可计算出每节λ/4线的特性阻抗[15]。3节跟4节相对带宽和驻波比及阻抗比的对应关系如表3-1与表3-2所示。表3-13节变阻器驻波比与相对带宽和阻抗比的对应关系RWq0.20.40.60.81.01.21.251.001.001.011.021.031.061.501.001.001.011.031.061.111.751.001.001.021.041.081.162.001.001.011.021.051.111.202.501.001.011.031.071.141.283.001.001.011.031.081.181.35表中R为阻抗比，Wq为相对带宽。公式3-6中，Wq为频段相对带宽，λg1和λg2为频带边缘的传输线波长。=2(121+2)(3-6)
【参考文献】：
期刊论文
[1]2～6 GHz 100 W宽带GaN固态功率放大器设计[J]. 来晋明,罗嘉. 固体电子学研究与进展. 2019(04)
[2]全固态中波发射机驻波比故障浅析[J]. 张晓轩. 科技传播. 2019(15)
[3]6～18 GHz带状线渐变结构3 dB耦合器的设计[J]. 薛强,谢鸿全,夏祖学,蔡钟斌. 西南科技大学学报. 2018(03)
[4]S-C频段宽带250W功率放大器的设计[J]. 陈昱宇,刘闻,李栋. 电子技术与软件工程. 2018(07)
[5]宽带带状线定向耦合器的设计分析[J]. 胡南. 科技视界. 2017(33)
[6]6GHz-18GHz大功率高效率功率合成模块设计[J]. 刘亚威,宋大为,王雁翔,史磊,祝大龙,刘德喜. 遥测遥控. 2017(06)
[7]4路宽带Wilkinson功分器设计[J]. 孙利民,潘成胜,韩华珍. 数码设计. 2017(04)
[8]高频通电导线间电磁感应及趋肤效应系列实验研究[J]. 张晴,倪敏,郑源明,马丽娜. 大学物理. 2015(03)
[9]宽频带高平坦度定向耦合器的设计与实现[J]. 赵永红,范维. 甘肃科技. 2014(18)
[10]毫米波分支线定向耦合器的设计与优化[J]. 张维昊,张春荣,李良,段军. 火控雷达技术. 2014(01)
博士论文
[1]工程机械散热模块传热性能研究[D]. 刘佳鑫.吉林大学 2013
硕士论文
[1]分支线定向耦合器宽带化和谐波抑制的设计和研究[D]. 史博文.南京邮电大学 2018
[2]对称耦合器综合优化方法与小型化研究[D]. 何力.西安电子科技大学 2015
[3]耦合微带线定向跨耦合器的设计与应用[D]. 秦立峰.华中科技大学 2015
[4]宽带耦合线定向耦合器的综合与设计[D]. 董文庆.电子科技大学 2014
[5]短波超短波宽带天线及阻抗匹配技术[D]. 边明明.西安电子科技大学 2014
[6]金属材料的热膨胀特性研究[D]. 操龙飞.武汉科技大学 2013
[7]微波功率放大器的研究与设计[D]. 林腾.电子科技大学 2013
[8]LTCC的性能研究[D]. 丁永旺.西安电子科技大学 2013
[9]带状线定向耦合器的分析与设计[D]. 周萌.西安电子科技大学 2009
本文编号：3581694
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