三频段MIMO天线的双中和线去耦合设计
发布时间：2021-01-30 03:39
设计了一款可以应用于LTE2300和WiMAX3.5/5.8 GHz频段的多输入多输出（MIMO）天线,其由2个相距4 mm的对称单元组成,且每个单元由"己"和"弓"形的弯折线构成。采用背对背布局形式的组阵方式来实现低频段的高隔离度。同时,为了提高中频段和高频段端口间的隔离,将双中和线去耦结构加载至天线单元两端,并对该去耦结构进行了理论分析和实验验证。利用HFSS仿真软件对MIMO天线的性能参数包括S参数、辐射模式、增益和包络相关系数（ECC）等进行研究。结果表明,在频点为3.5 GHz处隔离度提高25 dB,在频点为5.7 GHz处实现了30 dB的隔离度。此外,该天线具有全向辐射特性,在工作频段内具有较好的分集增益。
【文章来源】：河北工业大学学报. 2020,49(04)
【文章页数】：8 页
【部分图文】：
MIMO天线结构图
为了提高天线单元高频段之间的隔离度，同时尽量保持足够小的天线尺寸及接地平面的完整性，模仿带阻滤波器原理，在原单元基础上引入了一个U形中和线（简称“NL1”）和方框形的双中和线（简称“NL2”），相比于传统的直线形中和线结构，其节省了空间并且两个中和线分别控制两个频率的去耦，增加了设计的过程自由度。NL1长度近似为工作在5.7 GHz时的一个波长，NL2的水平长度近似为工作在3.5 GHz时的半个波长。如此就相当于提供了两条耦合路径，设想通过两个不同长度的去耦电流路径来减弱近场耦合产生的干扰电流，应用于所提出的MIMO天线。其等效模型如图2所示，线的长度代表其电感，线的宽度代表其电容。当天线1被电流I激励时，耦合电信号Ia会出现在天线2上。加入中和线后，其会接收到的I的分流Ib。很明显，加入不同长度及宽度或者形状组合会相应的形成不同的分流Ib。因此，为了降低端口间的耦合效应，需要引入合适的电流Ia和Ib，使其满足以下等式：如图3所示为所提出的MIMO天线的电流矢量分布，仿真时天线单元1馈电，而天线单元2接50Ω负载匹配。从图2中可以得知，NL1以及NL2分别对应于工作频率为5.7 GHz和3.5 GHz，所引入的两条中和线激发了相应的谐振模式，提供了2条与原天线耦合路径相反的耦合路径，且耦合电流与新引入的电流确实实现了180°相移，这也验证了所提出的猜想，即中和线可视为带阻滤波器，有效地利用了相邻天线单元间产生的耦合电流。总之，NL2实现了中频段的高隔离，NL1降低了高频带中2个天线单元间的耦合度，2个不同长度的去耦电流路径可以减弱大部分近场上的耦合产生的干扰电流。
为了更清楚更充分地证实所提出的双中和线结构去耦的有效性，查看了天线在频点为2.3 GHz,3.5 GHz,5.7 GHz时加入该结构前后的电流分布对比图，如图4所示。从图4b）中可以看到，在未加入双中和线结构的情况下，有一部分近场电流确实耦合到了相邻的天线单元中，此时单元间的耦合确实以空间波的形式存在。但是在加入去耦结构后，耦合电流则主要集中在方框形的感应线上，可验证此时NL2确实是处于谐振状态，尽管两个辐射单元相距很近仅为4 mm，但是天线单元2中的耦合电流得到了明显的减弱，大大提高了中频段的隔离度。同样采取隔离措施后如图4b）所示，两个“弓”形分支间的耦合电流明显减小，此时NL1正好是处于谐振状态，使得高频段的隔离度也得到了显著地提高。需要注意的是，在图4a）中发现添加中和线结构后，反而增加了相邻天线上耦合电流，增大了端口间的耦合程度，这要归因于其创造出来的额外电流路径。为了定量的比较加入双中和线结构前后对天线隔离度的影响，给出了加入双中和线结构前后的相关S参数，如图5所示，其中S11指端口2接50Ω负载时，端口1的反射系数，该参数揭示了天线与馈线两者的匹配度，表征天线的回波损耗；S21指端口2接50Ω负载时，端口1的信号能量传输到端口2的能量，其揭示了端口间的耦合度，表征单元间的隔离度。从图中可以看出，在保持良好阻抗匹配的情况下，中频段及高频段的隔离度可以达到-25 dB。但是，对低频段的隔离度产生负面影响，这主要是由于中和线结构添加到辐射单元扰乱了低频及高频的原电流分布，以牺牲低频段的隔离度来换取中频段及高频段良好的隔离度。除此之外，由于引入了的呈感性特征的中和线，增大了天线整体的电感量，降低了低频和高频段的阻抗带宽，如图5a）所示。然而所提出的MIMO天线的带宽仍可以成功覆盖工作频段，并且图5b）中显示的耦合电流对天线的隔离度产生的影响在可控范围之内。因此，可以得出结论，双中和线结构提高了工作频带内的隔离度。
【参考文献】：
期刊论文
[1]一种小型化超宽带MIMO天线设计[J]. 吴艳杰,龙云亮. 电波科学学报. 2016(03)
本文编号：3008165
【文章来源】：河北工业大学学报. 2020,49(04)
【文章页数】：8 页
【部分图文】：
MIMO天线结构图
为了提高天线单元高频段之间的隔离度，同时尽量保持足够小的天线尺寸及接地平面的完整性，模仿带阻滤波器原理，在原单元基础上引入了一个U形中和线（简称“NL1”）和方框形的双中和线（简称“NL2”），相比于传统的直线形中和线结构，其节省了空间并且两个中和线分别控制两个频率的去耦，增加了设计的过程自由度。NL1长度近似为工作在5.7 GHz时的一个波长，NL2的水平长度近似为工作在3.5 GHz时的半个波长。如此就相当于提供了两条耦合路径，设想通过两个不同长度的去耦电流路径来减弱近场耦合产生的干扰电流，应用于所提出的MIMO天线。其等效模型如图2所示，线的长度代表其电感，线的宽度代表其电容。当天线1被电流I激励时，耦合电信号Ia会出现在天线2上。加入中和线后，其会接收到的I的分流Ib。很明显，加入不同长度及宽度或者形状组合会相应的形成不同的分流Ib。因此，为了降低端口间的耦合效应，需要引入合适的电流Ia和Ib，使其满足以下等式：如图3所示为所提出的MIMO天线的电流矢量分布，仿真时天线单元1馈电，而天线单元2接50Ω负载匹配。从图2中可以得知，NL1以及NL2分别对应于工作频率为5.7 GHz和3.5 GHz，所引入的两条中和线激发了相应的谐振模式，提供了2条与原天线耦合路径相反的耦合路径，且耦合电流与新引入的电流确实实现了180°相移，这也验证了所提出的猜想，即中和线可视为带阻滤波器，有效地利用了相邻天线单元间产生的耦合电流。总之，NL2实现了中频段的高隔离，NL1降低了高频带中2个天线单元间的耦合度，2个不同长度的去耦电流路径可以减弱大部分近场上的耦合产生的干扰电流。
为了更清楚更充分地证实所提出的双中和线结构去耦的有效性，查看了天线在频点为2.3 GHz,3.5 GHz,5.7 GHz时加入该结构前后的电流分布对比图，如图4所示。从图4b）中可以看到，在未加入双中和线结构的情况下，有一部分近场电流确实耦合到了相邻的天线单元中，此时单元间的耦合确实以空间波的形式存在。但是在加入去耦结构后，耦合电流则主要集中在方框形的感应线上，可验证此时NL2确实是处于谐振状态，尽管两个辐射单元相距很近仅为4 mm，但是天线单元2中的耦合电流得到了明显的减弱，大大提高了中频段的隔离度。同样采取隔离措施后如图4b）所示，两个“弓”形分支间的耦合电流明显减小，此时NL1正好是处于谐振状态，使得高频段的隔离度也得到了显著地提高。需要注意的是，在图4a）中发现添加中和线结构后，反而增加了相邻天线上耦合电流，增大了端口间的耦合程度，这要归因于其创造出来的额外电流路径。为了定量的比较加入双中和线结构前后对天线隔离度的影响，给出了加入双中和线结构前后的相关S参数，如图5所示，其中S11指端口2接50Ω负载时，端口1的反射系数，该参数揭示了天线与馈线两者的匹配度，表征天线的回波损耗；S21指端口2接50Ω负载时，端口1的信号能量传输到端口2的能量，其揭示了端口间的耦合度，表征单元间的隔离度。从图中可以看出，在保持良好阻抗匹配的情况下，中频段及高频段的隔离度可以达到-25 dB。但是，对低频段的隔离度产生负面影响，这主要是由于中和线结构添加到辐射单元扰乱了低频及高频的原电流分布，以牺牲低频段的隔离度来换取中频段及高频段良好的隔离度。除此之外，由于引入了的呈感性特征的中和线，增大了天线整体的电感量，降低了低频和高频段的阻抗带宽，如图5a）所示。然而所提出的MIMO天线的带宽仍可以成功覆盖工作频段，并且图5b）中显示的耦合电流对天线的隔离度产生的影响在可控范围之内。因此，可以得出结论，双中和线结构提高了工作频带内的隔离度。
【参考文献】：
期刊论文
[1]一种小型化超宽带MIMO天线设计[J]. 吴艳杰,龙云亮. 电波科学学报. 2016(03)
本文编号：3008165
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