单相DC/AC逆变器大信号快速建模仿真方法
发布时间：2021-10-10 08:27
基于并网及离网单相全桥逆变电路,提出并验证了包含控制及调制电路在内单相逆变器大信号模型快速建模仿真方法。理论计算方法可以获得单相逆变器环路设计所需大信号数学模型,用于指导控制器设计;脉宽调制开关模型平均建模方法充分保留了原始电路结构（如桥臂中点及电路接地点等）,有利于充分观察内部电路及端口电压电流特征,尤其适合多变换器组合的系统级仿真。可以预测的是,所提方法不受电路拓扑及控制方法限制,具有较好的普适意义。
【文章来源】：电力系统自动化. 2017,41(03)北大核心EICSCD
【文章页数】：7 页
【部分图文】：
并网模式全桥逆变器工作模态Fig．1Fullbridgeinverteroperationmodesingrid-connectedmode1．1并网模式
diLdt+ＲLiLdTs＜t＜Ts(2)对式(1)和式(2)整个开关周期平均，可得LfdiLdt=(2d－1)uin－u0－iLＲL(3)由式(3)可知，若视输入电压uin随时间变化，则其与占空比d的乘积使得系统仍为典型的非线性时变系统。一般情况下，逆变器输入电压相对恒定，可认为uin=Uin，此时可以对式(3)进一步线性化。从另外一个角度看式(1)至式(3)，有LfdiLdt=uAB－u0－iLＲL(4)uAB=(2d－1)Uin=bpwmUin(5)双极性调制全桥逆变器控制环路如图2所示。图2双极性调制全桥并网逆变器控制环路Fig．2Controlloopforgrid-connectedfullbridgeinverterwithbipolarmodulation对于图2中基于三角载波双边调制双极性自然采样调制器而言［23］，脉宽调制波的函数表达式为:bpwm(t)=M2cos(ωrt+θr)+∑∞m=12mπJ0mπM()2sinmπ()2cos(m(ωct+θc))+∑∞m=1∑±∞n=±12mπJnmπM()2sin(m+n)π()2cos(m(ωct+θc)+n(ωrt+θr))(6)图2中调制波为iref(t)=Uref(ωrt+θr)，Uref为调制波有效值，ωr为调制波角频率，θr为调制波初始相位;调制比M=2Uref/Ucarry，Ucarry为载波幅值;J0(z)和Jn(z)为贝塞尔函数，有Jn(z)=j－n∫2π0ejzcosθejnθd()θ/(2π)。考虑到输出滤波器设计，通常均能满足将载波频率尤其是其高次谐波、边带谐波滤除，可以认为仅保留基波分量，因此有bpwm(t)=M2cos(ωrt+θr)=iref(t)Ucarry(7
电路平均法，尤其是脉宽调制开关平均模型，通过仅对开关单元平均，保留其他电源、滤波器、负载等线性部分，物理意义明确，无须对不同场合重新计算，尤其适合于大系统仿真。这里针对如图1所示全桥逆变器，提出将其拆分为两个半桥单元，对其分别作基于脉宽调制开关模型平均的方法，其中a为有源端，p为无源端，c1和c2为半桥公共端，延续了传统脉宽调制开关模型节点定义方法，其他无源电路保持不变，各支路电流ia1，ia2，ia，ic及端电压uap，uc1c2，uc1p，uc2p见图3。图3全桥逆变器脉宽调制开关平均模型Fig．3PWMswitchaveragemodeloffullbridgeinverterCCM下，对于右半桥臂半桥电路而言，有ia1=ic0＜t＜dTsuc1p=uap0＜t＜dTsia1=0dTs＜t＜Tsuc1p=0dTs＜t＜Ts(23)整个周期内平均可得:ia1=dicuc1p=du{ap(24)对于左半桥臂半桥而言，有ia2=00＜t＜dTsuc2p=00＜t＜dTsia2=－icdTs＜t＜Tsuc2p=uapdTs＜t＜Ts(25)整个周期内平均可得:ia2=－(1－d)icuc2p=(1－d)u{ap(26)对整个全桥电路而言，有ia=ia1+ia2=(2d－1)ic(27)uc1c2=uc1p－uc2p=(2d－1)uap(28)比较式(5)与式(28)可知，两者实质一致(uc1c2=uAB，uap=uin，此时uin并不假定为恒定直流Uin，可用于直流侧低频纹波及直流侧电压突变评估)，可知状态空间平均法与脉宽调制开关模型等效受控源具有内在一致性。
【参考文献】：
期刊论文
[1]反激式微型逆变器建模方法[J]. 冯夏云,吴春华,汪飞. 电力系统自动化. 2016(14)
[2]风力发电统一模型评述[J]. 张磊,朱凌志,陈宁,姜达军,刘艳章,赵大伟. 电力系统自动化. 2016(12)
[3]新能源发电模型统一化研究[J]. 张磊,朱凌志,陈宁,赵大伟,曲立楠. 电力系统自动化. 2015(24)
[4]基于发展的PWM Switch模型的Buck/Boost双向直直变换器建模及分析[J]. 王建华,张方华,龚春英. 南京航空航天大学学报. 2014(01)
[5]三相电压型逆变器的模块化平均模型研究[J]. 王润新,汤天浩,刘进军. 系统仿真学报. 2013(06)
[6]一种新型研究Boost电路大信号稳定性的模型[J]. 杜韦静,张军明,张阳,钱照明. 电工技术学报. 2013(03)
[7]电力电子装置典型模型的适应性分析[J]. 王成山,高菲,李鹏,黄碧斌,丁承第,于浩. 电力系统自动化. 2012(06)
[8]链式静止同步补偿器动态模型建模方法[J]. 王轩,熊超英,傅坚,耿乾,孙生鸿,武守远,林嘉扬. 中国电机工程学报. 2012(09)
[9]基于回转器的Buck变换器大信号建模[J]. 张阳,张军明,杜韦静. 电工技术学报. 2011(S1)
[10]滞环电流控制逆变器建模及分析[J]. 王建华,张方华,龚春英,刘磊. 电工技术学报. 2010(06)
本文编号：3428015
【文章来源】：电力系统自动化. 2017,41(03)北大核心EICSCD
【文章页数】：7 页
【部分图文】：
并网模式全桥逆变器工作模态Fig．1Fullbridgeinverteroperationmodesingrid-connectedmode1．1并网模式
diLdt+ＲLiLdTs＜t＜Ts(2)对式(1)和式(2)整个开关周期平均，可得LfdiLdt=(2d－1)uin－u0－iLＲL(3)由式(3)可知，若视输入电压uin随时间变化，则其与占空比d的乘积使得系统仍为典型的非线性时变系统。一般情况下，逆变器输入电压相对恒定，可认为uin=Uin，此时可以对式(3)进一步线性化。从另外一个角度看式(1)至式(3)，有LfdiLdt=uAB－u0－iLＲL(4)uAB=(2d－1)Uin=bpwmUin(5)双极性调制全桥逆变器控制环路如图2所示。图2双极性调制全桥并网逆变器控制环路Fig．2Controlloopforgrid-connectedfullbridgeinverterwithbipolarmodulation对于图2中基于三角载波双边调制双极性自然采样调制器而言［23］，脉宽调制波的函数表达式为:bpwm(t)=M2cos(ωrt+θr)+∑∞m=12mπJ0mπM()2sinmπ()2cos(m(ωct+θc))+∑∞m=1∑±∞n=±12mπJnmπM()2sin(m+n)π()2cos(m(ωct+θc)+n(ωrt+θr))(6)图2中调制波为iref(t)=Uref(ωrt+θr)，Uref为调制波有效值，ωr为调制波角频率，θr为调制波初始相位;调制比M=2Uref/Ucarry，Ucarry为载波幅值;J0(z)和Jn(z)为贝塞尔函数，有Jn(z)=j－n∫2π0ejzcosθejnθd()θ/(2π)。考虑到输出滤波器设计，通常均能满足将载波频率尤其是其高次谐波、边带谐波滤除，可以认为仅保留基波分量，因此有bpwm(t)=M2cos(ωrt+θr)=iref(t)Ucarry(7
电路平均法，尤其是脉宽调制开关平均模型，通过仅对开关单元平均，保留其他电源、滤波器、负载等线性部分，物理意义明确，无须对不同场合重新计算，尤其适合于大系统仿真。这里针对如图1所示全桥逆变器，提出将其拆分为两个半桥单元，对其分别作基于脉宽调制开关模型平均的方法，其中a为有源端，p为无源端，c1和c2为半桥公共端，延续了传统脉宽调制开关模型节点定义方法，其他无源电路保持不变，各支路电流ia1，ia2，ia，ic及端电压uap，uc1c2，uc1p，uc2p见图3。图3全桥逆变器脉宽调制开关平均模型Fig．3PWMswitchaveragemodeloffullbridgeinverterCCM下，对于右半桥臂半桥电路而言，有ia1=ic0＜t＜dTsuc1p=uap0＜t＜dTsia1=0dTs＜t＜Tsuc1p=0dTs＜t＜Ts(23)整个周期内平均可得:ia1=dicuc1p=du{ap(24)对于左半桥臂半桥而言，有ia2=00＜t＜dTsuc2p=00＜t＜dTsia2=－icdTs＜t＜Tsuc2p=uapdTs＜t＜Ts(25)整个周期内平均可得:ia2=－(1－d)icuc2p=(1－d)u{ap(26)对整个全桥电路而言，有ia=ia1+ia2=(2d－1)ic(27)uc1c2=uc1p－uc2p=(2d－1)uap(28)比较式(5)与式(28)可知，两者实质一致(uc1c2=uAB，uap=uin，此时uin并不假定为恒定直流Uin，可用于直流侧低频纹波及直流侧电压突变评估)，可知状态空间平均法与脉宽调制开关模型等效受控源具有内在一致性。
【参考文献】：
期刊论文
[1]反激式微型逆变器建模方法[J]. 冯夏云,吴春华,汪飞. 电力系统自动化. 2016(14)
[2]风力发电统一模型评述[J]. 张磊,朱凌志,陈宁,姜达军,刘艳章,赵大伟. 电力系统自动化. 2016(12)
[3]新能源发电模型统一化研究[J]. 张磊,朱凌志,陈宁,赵大伟,曲立楠. 电力系统自动化. 2015(24)
[4]基于发展的PWM Switch模型的Buck/Boost双向直直变换器建模及分析[J]. 王建华,张方华,龚春英. 南京航空航天大学学报. 2014(01)
[5]三相电压型逆变器的模块化平均模型研究[J]. 王润新,汤天浩,刘进军. 系统仿真学报. 2013(06)
[6]一种新型研究Boost电路大信号稳定性的模型[J]. 杜韦静,张军明,张阳,钱照明. 电工技术学报. 2013(03)
[7]电力电子装置典型模型的适应性分析[J]. 王成山,高菲,李鹏,黄碧斌,丁承第,于浩. 电力系统自动化. 2012(06)
[8]链式静止同步补偿器动态模型建模方法[J]. 王轩,熊超英,傅坚,耿乾,孙生鸿,武守远,林嘉扬. 中国电机工程学报. 2012(09)
[9]基于回转器的Buck变换器大信号建模[J]. 张阳,张军明,杜韦静. 电工技术学报. 2011(S1)
[10]滞环电流控制逆变器建模及分析[J]. 王建华,张方华,龚春英,刘磊. 电工技术学报. 2010(06)
本文编号：3428015
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