一种补偿低中频接收机I/Q不平衡的方法

发布时间：2021-01-12 06:10

　　相对于传统的超外差接收机,低中频接收机的一个优点就是采用I/Q下变频替代固定的镜像抑制滤波器来实现对镜像信号的抑制,因而具有集成度高、灵活性强和成本低的优点。然而,I/Q不平衡会导致低中频接收机对镜像信号抑制不充分,一般需要采用额外的数字信号处理技术来提高镜像抑制能力。文章提出了一种利用理想的中频信号的圆卷积特性,基于广义线性估计技术盲补偿I/Q不平衡的方法。理论分析和仿真结果表明这种方法能够有效地实现I/Q不平衡的补偿。 

【文章来源】：雷达科学与技术. 2015,13(06)北大核心

【文章页数】：5 页

【部分图文】：

图１采用Ｉ／Ｑ下变频低中频接收机结构

基带信号ｒ（ｔ），其中第一次下变频（ｆＬＯ）在模拟域实现，第二次下变频（ｆＩＦ）在数字域实现。模拟下变频之前的射频信号ｒＲＦ（ｔ）可以表示为ｒＲＦ（ｔ）＝ｚ（ｔ）ｅ＋ｊ２πｆＬＯｔ＋ｚ＊（ｔ）ｅ－ｊ２πｆＬＯｔ（１）式中，（·）＊表示复数共轭。模拟下变频之前的任何干扰，如来自天线和通道的噪声等，均包含在射频信号ｒＲＦ（ｔ）中。理想的中频信号ｚ（ｔ）由有用信号和潜在的镜像信号组成，相应的频谱如图２所示。图１采用Ｉ／Ｑ下变频低中频接收机结构图２射频信号和中频信号的频谱尽管Ｉ、Ｑ两路所有的器件如混频器、低通滤波器、模数转换器等均会导致Ｉ／Ｑ不平衡，但是可以将整个模拟前端的不平衡度等效为一个不平衡的本振信号：ｘＬＯ（ｔ）＝ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ）－ｊｇｓｉｎ（２πｆＬＯｔ＋?）（２）式中，ｇ表示幅度不平衡，?表示相位不平衡。根据文献［４］，式（２）可以改写为ｘＬＯ（ｔ）＝Ｋ１ｅ＋ｊ２πｆＬＯｔ＋Ｋ２ｅ－ｊ２πｆＬＯｔ（３）其中不平衡参数Ｋ１和Ｋ２分别为Ｋ１＝１＋ｇｅ－ｊ?２，Ｋ２＝１－ｇｅｊ?２（４）射频信号ｒＲＦ（ｔ）经过混频器和低通滤波器后得到不平衡中频信号ｒＩＦ（ｔ）：ｒＩＦ（ｔ）＝Ｋ１ｚ（ｔ）＋Ｋ２ｚ＊（ｔ）（５）显然，除了理想的中频信号ｚ（ｔ）外，不平衡中频信号ｒＩＦ（ｔ）还包含了部分

像信号设置为频率为－１０ＭＨｚ，且功率与有用信号相等的高斯脉冲信号。在计算不平衡中频信号的自相关函数和互补自相关函数时，将统计平均等效为时间平均。接收机实际工作时，往往受到噪声的影响，因此噪声因素也应予以考虑。在无噪声的情况下，ｇ＝１．１，?＝１０°时，不平衡中频信号经过简化补偿算法和最优补偿算法补偿后的频谱如图４所示。从图４可以看出，补偿之前不平衡中频信号频谱中有用信号和镜像信号在频率±１０ＭＨｚ上相互混合在一起，而经过简化补偿和最优补偿之后，有用信号和镜像信号在频率±１０ＭＨｚ上不再混合，或者相互混合很校（ａ）不平衡中频信号频谱（ｂ）简化补偿之后中频频谱（ｃ）最优补偿之后中频频谱图４补偿前后频谱图简化补偿和最优补偿之后ＩＲＲ随幅度和相位不平衡变化的关系分别如图５和图６所示，并相应地考虑了有噪声情况（ＳＮＲ＝２５ｄＢ）和无噪声情况。图５是相位不平衡?＝６°，幅度不平衡ｇ从０．９变化到１．１时，简化补偿和最优补偿之后ＩＲＲ的变化情况。图６幅度不平衡ｇ＝１．０５，相位不平衡?从－１０°变化到１０°时，简化补偿和最优补偿之后ＩＲＲ的变化情况。不管是图５还是图６，可以看出在没有噪声的情况下，简化补偿之后ＩＲＲ曲线与３倍模拟前端镜像抑制比曲线基本重合，最优补偿之后ＩＲＲ达到惊人的１４０ｄＢ，这与理论分析基本一致。而在有噪声情况下，简化补偿和最优补偿之后ＩＲＲ均为６０ｄＢ左右，由此可知广义线性估计技术补偿Ｉ／Ｑ不平衡时对噪声比较敏感。因而如果要使用广义线性估计技术补偿

【参考文献】：
期刊论文
[1]基于拼接采样技术的宽带数字接收机[J]. 向海生,马利祥,王冰.  雷达科学与技术. 2014(04)
[2]直接数字合成技术在雷达接收机中的应用[J]. 李浩,向仁强,杨丹峰,何俊伟.  雷达科学与技术. 2011(06)



本文编号：2972314